1. 引言1

　　電磁干擾(EMC)正日益成為困擾開關電源發(fā)展的嚴重問題，并嚴重影響電網及鄰近設備的正常運行[1]。采用EMI 濾波器是抑制傳導電磁干擾的有效方法。典型EMI 濾波器工作原理如圖1——VAC 通常代表電網或前級電氣設備，LISN 為EMI 測試采用的線路阻抗穩(wěn)定網絡，EUT 為待測設備，在電力電子領域內其通常為開關電源。

　　圖1 EMI 濾波器工作示意

　　EMI 濾波器一般采用無源結構，以電感、電容為基本組成單元。由于傳統(tǒng)的EMI 濾波器的電感和電容采用分立元件，占據(jù)了電力電子設備的較大體積，已不符合開關電源小型化、集成化的發(fā)展趨勢。如何壓縮體積，并更加有效阻斷EMI 路徑，成為發(fā)展新型EMI 濾波器的重要方向之一。目前，較具有代表性的發(fā)展方向是由CPES 較早提出的磁集成方法[2]。此方法在不改變傳統(tǒng)EMI 濾波拓撲的基礎上，在高介電常數(shù)陶瓷板上直接覆銅，構成LC 集成單元，并按照傳統(tǒng)EMI 濾波器設計方法，分別利用LC 集成單元構成共模濾波和差模濾波結構，進而組成完整的EMI 濾波器。本課題組經過進一步研究，提出環(huán)形LC 集成單元，并組成完整的平面EMI 濾波器(圖2)。

　　平面EMI 濾波器的特點是采用平面集成LC 結構(圖3)代替?zhèn)鹘y(tǒng)的分立式電感和電容，組成EMI 濾波器的經典結構。

　　由于EMI 濾波器串聯(lián)于電網與開關電源之間，故其載流能力必須符合開關電源設計要求。受制于現(xiàn)有的陶瓷板覆銅技術，對于矩形銅導線的厚度有較大的限制，當通過較大的電流時，銅導線寬度必然增大，影響平面EMI 濾波器的電磁特性。文獻[3，4]提出采用交錯繞組結構以減小共模繞組的等效并聯(lián)電容。但這種方法應用于平面濾波器結構時會影響共模電容值，且對耦合系數(shù)要求過高。本文基于現(xiàn)有的平面LC 集成結構電磁模型，分析集膚效應對于EMI 濾波器寄生參數(shù)的影響，并采用有限元法計算采用分股并聯(lián)PCB 導線結構后,LC 單元寄生電容和寄生電阻的參數(shù)變化。

　　2.集成LC 單元寄生參數(shù)對結構設計的影響

　　2.1 集成LC 單元寄生參數(shù)設計

　　經典的EMI 濾波器設計中，EMI 干擾分為共模干擾與差模干擾，兩種干擾產生的主要原因不同，濾波器基本結構也不相同[5],圖3 為平面EMI 共模干擾濾波器的等效電路圖。

　　其中，RLISN 為LISN 等效標準電阻，RLISN=25Ω;LCM、CY 為等效共模電感、共模電容;CEPC、RESR 分別為共模電感的寄生等效電容值與等效串聯(lián)電阻值。根據(jù)等效電路，圖4 在EMI 測量頻段內，其共模電感的阻抗越大，RLISN 兩端電壓越小，即EMI 干擾的測試值越小，共模電感的阻抗值為：

　　式(1)表明,當頻率小于自諧振頻率( 0 1 c EPC ω = L C )時，阻抗呈感性，當頻率大于諧振頻率時，阻抗呈容性。同時，在自諧振頻率前，等效串聯(lián)電阻越大，阻抗(ZLCM)越大。圖5 為考慮共模電感寄生參數(shù)的共模濾波器插入損耗特性。

　　比較曲線l0 與曲線lR1、lR2，可以看出在共模濾波器其它參數(shù)不變的條件下，增大等效串聯(lián)電阻，可以提高諧振頻率點處的插入損耗，并進一步提高其它頻率點處的插入損耗。比較曲線l0 與曲線lC1、lC2 發(fā)現(xiàn)，減小等效并聯(lián)電容，可以將共模電感的自諧振頻率點增大，從而改變共模濾波器插入損耗曲線的諧振頻率點，提升其濾波性能。在設計平面集成LC 單元時，需盡量減小共模電感的等效并聯(lián)電容(EPC)，并增強集膚效應，從而加大

　　其高頻交流等效串聯(lián)電阻(ESR)。

　　2.2 共模模塊PCB 導線交流等效串聯(lián)電阻分析

　　集成LC 單元采用矩形導線(圖6)，為增大等效串

　　聯(lián)電阻，我們可以利用集膚效應與鄰近效應，提高集

　　成共模電感在高頻段的交流電阻。

　　圖6 矩形截面導線模型

　　其中，R— 導線軸心距;

　　W— 銅導線的寬度;

　　H— 銅導線的厚度。

　　根據(jù)傳統(tǒng)的經驗公式，矩形PCB 導線的等效串聯(lián)

　　電阻交、直流電阻比為[6]：

　　由式(2)可以看出，導線的等效串聯(lián)電阻的交直流電阻比(Kac)與導體寬度與厚度比相關，相同的導線截面積，設計不同的導線寬度時其高頻段等效串聯(lián)電阻會有較大變化。采用經驗公式簡單快捷，但此經驗公式不夠精確，故本文采用有限元法計算等效串聯(lián)電阻的交直流電阻比。

　　2.3 共模模塊PCB 導線等效并聯(lián)電容分析

　　EMI 濾波器的載流能力受制于開關電源功率等級，當其流過較大電流時，PCB 導線截面積必然增加，此時導線截面寬度與厚度有兩種設計(圖7)。

　　為比較兩種導線設計趨勢的優(yōu)缺點，建立平面LC單元等效并聯(lián)電容模型[7](圖8)。

　　圖8 表明，等效并聯(lián)電容分為兩部分，分別為上表面區(qū)域構成的電容Cgu 和下表區(qū)域構成的電容Cgb。由于陶瓷板介電常數(shù)遠遠大于周圍空氣的介電常數(shù)，故可以認為幾乎所有的通量被限制在高介電常數(shù)的陶瓷基板內，導線邊緣產生的電容可以忽略不計，等效并聯(lián)電容主要有Cgb 決定。此時將Cgb 看成為一個“電容器”。為減小等效并聯(lián)電容(EPC)，在導體間距不變的情況下，需增大導線下表面的表面積。故“窄而厚”的設計更加符合集成LC 單元的要求。

　　2.4 分股導線結構在集成濾波器中應用

　　由于高介電常數(shù)的陶瓷板上覆銅厚度有較大的限制，單股結構的LC 單元導線寬度不易減小。為盡量減小PCB 導線寬度以減小共模電感的等效并聯(lián)電容，可以借鑒常見的平面電感設計原理，采用分股并聯(lián)的LC 單元結構(圖9)。

　　新型結構是將陶瓷基板結構的LC 單元與PCB 基板結構的平面電感緊密壓制，從而將單股矩形導線分成多股寬度較小的導線，并使各股銅導線通過PCB 基板上的通孔并聯(lián)。這種結構合理的利用了成熟的PCB基板技術，在保證PCB 板厚度足夠小的情況下，有效縮小了單板表面積與整體體積，同時利用PCB 技術解決陶瓷基板焊接不易的問題，圖10 為導線并聯(lián)結構LC 單元模型。

　　3. 單股導線結構寄生參數(shù)計算

　　比較不同寬度下兩匝間等效并聯(lián)電容(EPC)與等效串聯(lián)電阻的交直流比(圖11、12)。計算結果表明,導線截面積一定時，平面LC 單元的等效并聯(lián)電容與導線寬度(W)呈線性關系。PCB 導線寬度越小,其等效并聯(lián)電容越小。PCB 導線寬度越小，其交直流電阻比(Kac)越大，高頻時共模電感的等效串聯(lián)電阻越大。

　　4. 分股并聯(lián)導線結構寄生參數(shù)計算

　　采用分股并聯(lián)導線結構代替單股矩形導線結構，以三股為例，建立新的有限元計算模型[8]，計算LC 單元的寄生參數(shù)(圖13~圖15)。

　　采用新結構后，導體寬度成倍減小，進而等效并聯(lián)電容明顯減小。同時，雖然分裂導線減弱矩形導線的集膚效應，同等寬度下交流電阻有所減小。但對比于同等厚度矩形導線單股導線結構，新結構的導線集膚效應得到加強。

　　5.實驗驗證

　　為驗證采用分股導線結構后,其等效并聯(lián)電容的變化趨勢,采用PCB 基板制作兩種寬度LC 單元系列。LC 單元系列1 以2.5mm 寬度導線構成單股結構LC 單元,并制作其相應的雙股并聯(lián)結構和三股并聯(lián)結構;LC 單元系列2 以1.5mm 寬度導線構成單股結構LC 單元，同樣制作其相應的雙股并聯(lián)結構和三股并聯(lián)結構。其中系列1 的導線間距(G)為0.75mm，系列2的導線間距為1.5mm，電容測試采用Agilent 4395A 阻抗分析模塊。

　　比較上表中各數(shù)據(jù)，可以看出對于任意參數(shù)的LC單元，采用分股并聯(lián)結構后，其等效并聯(lián)電容都會有一定的減小，且分裂股數(shù)越多，其等效并聯(lián)電容越小。

　　6. 結論

　　以環(huán)形“感容”集成結構為基本組成單元(LC 單元)，論證了集成電感等效并聯(lián)電容(EPC)及等效串聯(lián)電阻在高頻段與PCB 導線截面寬度的關系，并在現(xiàn)有技術前提下提出一種改進方法，得到如下結論：

　　(1) 降低電感等效并聯(lián)電容或是提高其等效串聯(lián)等效電阻，都可以提高EMI 濾波器高頻段的濾波性能。

　　(2) 在矩形導線截面積一定的條件下，減小導線寬度、增加厚度可以減小等效并聯(lián)電容，增強集膚效應、增大交流電阻。

　　(3) 采用分股并聯(lián)結構后，其等效并聯(lián)電容基本不變，并可以獲得較大的交流電阻。