高頻高壓線性放大器相關(guān)技術(shù)結(jié)論與探討
(1)前言
高頻高壓線性放大器常應(yīng)用在物理領(lǐng)域中,如壓電傳感器、光電調(diào)制器、液晶顯示器等。本文介紹的電路系用在CO2 線性調(diào)頻脈沖激光器中。為了達(dá)到要求的頻率范圍,晶體端電壓必須達(dá)到7KV,頻率在500HZ—7KHZ, 非線性誤差小于0.1%,直流48V供電時(shí)功耗不大于60W。
此電路的關(guān)鍵指標(biāo)是三角波的保真度。此電路的負(fù)載具有明顯的容性,晶體附加連接線的總電容約為50pf,它要求在正負(fù)半周內(nèi)能送出或吸收數(shù)MA的恒定電流,此外還要求型號(hào)頻帶寬度位數(shù)MHZ。如此具有高綜合指標(biāo)的電路以往還很少見。
(2)設(shè)計(jì)要點(diǎn)
眾所周知,電容的端電壓與流過它的電流由下式?jīng)Q定:
I = CLdv/dt
當(dāng)前要求用驅(qū)動(dòng)電路供給“推、拉”電流,驅(qū)動(dòng)負(fù)載,如果在低壓工作條件下,可以使用B類拓?fù)潆娐穼?shí)現(xiàn),而且功耗小、電路簡單;但此處要求工作在數(shù)千伏的高壓下,是行不通的,因?yàn)殡妷旱偷尿?qū)動(dòng)級(jí)和高壓輸出級(jí)間必須有很高的直流絕緣。固然,采用光電隔離是可行的,然而其非線性會(huì)引起工作不穩(wěn)定,特別是不能開環(huán)工作,必須加閉環(huán)反饋。
采用級(jí)聯(lián)輸出方式的A類推挽放大器則不會(huì)有上述問題。但存在的缺點(diǎn)是必須提供較大的靜態(tài)電流,從而導(dǎo)致功耗增大。實(shí)際上,在用三角波電壓驅(qū)動(dòng)電容負(fù)載的條件下,采用B類和A類推挽電路作輸出各有長短;B類推挽功耗及靜態(tài)電流小,但線性度差,而A類推挽電路恰好相反,同時(shí)要求由較高的直流電源供電。綜合考慮極間耦合的易行性和功耗的適度性兩個(gè)因素,取其折中方案即如圖1所示采用恒流源代替具有充電負(fù)載的A類拓?fù)潆娐。該電路在最大轉(zhuǎn)換功率時(shí)的功耗僅為B類推挽電路的兩倍。
在此電路中,晶體電容為CX,連接電纜電容為20—30PF, 用兩個(gè)3.5KV的高壓電源以反相橋方式向放大器供電,可在70μs 的時(shí)間內(nèi)提供7KV的電壓偏移量。即獲得
dv/dt=100V/μs,
I0=(CX+C0/2)dv/dt=4MA
這樣每個(gè)放大器的功耗是14W,兩個(gè)便是28W。此值比預(yù)設(shè)的60W小,甚至在DC/DC轉(zhuǎn)換效率為50%時(shí)仍然能滿足要求。對于無源設(shè)備,其輸出電容大體上可以認(rèn)為與最大電流變化率呈線性關(guān)系。但此線路的AC功能不理想,故須另辟新徑,找出更好的解決方法。
圖二所提供的正是一個(gè)較理想的線路。它的輸出級(jí)采用多級(jí)MOSFET串聯(lián),它們具有相近的電氣性能參數(shù)特別是耐壓值盡量一致。以往的資料介紹過使用SIPMOS,BSS125或BSS135等N溝道MOSFET或耗盡型MOS是比較理想的。實(shí)驗(yàn)表明該電路寄生電容小,允許使用高阻值的偏移電阻,而且功耗和電源成本都比較小。
(3)放大電路
3.1 多級(jí)MOSFET串接
該恒流源由12只MOSFET, Q13—Q24和連接它們的偏移電阻組成。Q13是耗盡型MOSFET,R3和R4是預(yù)偏置電阻,用來調(diào)節(jié)各級(jí)的偏移電壓;Q14—Q24 是提升電壓部分,做自動(dòng)跟蹤調(diào)節(jié)電壓用,以保證各級(jí)漏源間及漏柵間電壓小于300伏,在這樣的條件下,每個(gè)單元的功耗均小于1W;同樣“吸電流”電路部分由Q1—Q12組成,他是被運(yùn)算放大器輸出端電壓直接控制的。
3.2 反饋網(wǎng)絡(luò)
輸出電壓的恒定分量是通過分壓器R1,CI,R2,C2取得的,并加到高頻模擬運(yùn)放芯片IC1 AD 840的反相端上,這4個(gè)元件的調(diào)整對于獲得最佳放大功能至為重要。R1,CI 必須能經(jīng)受輸出的全部電壓,元件本身參數(shù)的變化都會(huì)影響輸出電壓的線性度,同時(shí)也會(huì)導(dǎo)致諧波失真加大,電阻R1, 10MΩ必須選用WELWYN T43系列產(chǎn)品,其電阻電壓系數(shù)低,僅為10-6Ω/V,C1與R1并聯(lián)在于減少R1分布電容的影響。此外,電路中的負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)只靠C2無法取得良好的補(bǔ)償。C4是射頻微波電容,5μf,耐壓2.5KV其介質(zhì)損耗小,電壓系數(shù)也小,比較理想。未了取得較高的熱穩(wěn)定性,R2,C2均須使用優(yōu)質(zhì)器件。這樣配置可得到比較理想的頻率補(bǔ)償,使設(shè)備的各項(xiàng)指標(biāo)滿足要求,最終達(dá)到預(yù)期效果。
經(jīng)測定,此系統(tǒng)的閉環(huán)增益為350.
3.3 穩(wěn)定性及補(bǔ)償
系統(tǒng)對小信號(hào)的響應(yīng)取決于運(yùn)放與串級(jí)MOSFET輸出級(jí)(包括負(fù)載)的傳遞函數(shù)乘積。如調(diào)節(jié)不當(dāng),系統(tǒng)一旦閉環(huán)就有可能出現(xiàn)震蕩,為防止這種情況出現(xiàn),應(yīng)當(dāng)通過調(diào)整局部反饋電容C3的大小擴(kuò)展放大器的頻帶,并用C4提升頻帶的高端頻率,使帶寬至少超過1MHZ。
3.4 調(diào)整電流
預(yù)置電阻R3及R4是控制來自級(jí)聯(lián)MOSFET放大器上半部的源電流,即“推電流”,用R3 調(diào)Q13的偏壓調(diào)整最大充電電流的幅度;電阻R4 決定“吸電流”的大。ㄔ撾娏饔韶(fù)載流如放大器,在輸出端與推電流方向相反)。注意,在負(fù)載放電的半周期中Q13 關(guān)斷,可以看出此時(shí)的串級(jí)式MOSFET的工作狀態(tài)就和B類推挽放大器類似了,從而減低了設(shè)備的功耗,提高了電源的效率。實(shí)驗(yàn)中還發(fā)現(xiàn)如R4太大,則系統(tǒng)的線性度和穩(wěn)定性受損;由于
MOS閾值電壓具有負(fù)溫度特性,故Q13 對于溫度變化也是比較敏感,這樣也就對穩(wěn)定性產(chǎn)生一些影響。第三,R5 相對于分壓器的其他電阻應(yīng)當(dāng)小一些,這樣可以降低Q13 的平均功耗,從而使溫度穩(wěn)定度得到提高。
3.5 影響輸出電壓變動(dòng)的因素
串級(jí)MOSFET輸出級(jí)的上下臂中的每個(gè)管子的飽和電壓在50伏左右,它相對于最大的輸出電壓來說影響不大;
可控的最大負(fù)載電流在一定程度上取決于瞬間輸出電壓,甚至在負(fù)載為純?nèi)菪詴r(shí),流過偏流電阻的電流實(shí)際上也被串級(jí)MOSFET分流。當(dāng)輸出端相對輸出中點(diǎn)電壓最大時(shí),此分流電流之值約為 1.5MA,但這對于較大正弦信號(hào)的響應(yīng)特性幾乎沒有影響;如果負(fù)載中含有電阻成分,則最大充電電流值將會(huì)小一些。
運(yùn)算放大器輸入端的偏移電壓的大小會(huì)影響輸出端中點(diǎn)的靜態(tài)電流值,建議IC2使用芯片2951可調(diào)電壓穩(wěn)壓器,而且它和信號(hào)源耦合是交流的。實(shí)驗(yàn)表明此電路能保證輸出電壓的線性范圍最大化;同時(shí)保證無論設(shè)備工作在靜態(tài)或是動(dòng)態(tài)時(shí)各級(jí)MOS的功耗均衡。
4、.測試方法:
從略。
5..結(jié)論與探討
5.1 初步調(diào)試
在給定負(fù)載下為獲取最佳充電電流即最大設(shè)備效率,先將R3和R4調(diào)到適當(dāng)值。為此
①將高端(HT)電壓先調(diào)到1000伏,以減小調(diào)整過程中的難度,同時(shí)也減小調(diào)整過程中的功耗;
②調(diào)輸入直流偏壓,將輸出靜態(tài)電壓為電源電壓1/2;
③R4暫調(diào)成零,R3調(diào)到最大值,輸出電流約為10MA;再調(diào)R4將工作電流減到6MA左右;
④升高電源電壓到額定,重調(diào)輸入偏壓。
⑤調(diào)反饋元件R2和C2以獲得最佳頻率響應(yīng)和閉環(huán)增益;
以上最佳狀態(tài)只是在方波小信號(hào)的情況下調(diào)得的,最后還要在大信號(hào)下細(xì)致調(diào)整。
如負(fù)載電容地域20PF,調(diào)整過程會(huì)更難一些。但無論如何,通過調(diào)整C3、C4可以在穩(wěn)定性和帶寬是能夠找到一個(gè)較好的折中方案。
5.2 小信號(hào)性能
圖三是小信號(hào)電壓增益和相位滯后對頻率的依存關(guān)系,輸入信號(hào)峰峰值為10MV,單端輸出電路的總電容為50pf,全程增益變化僅為±0.5db,頻寬1.0MHZ頻帶中點(diǎn)的增益量是50.8db,當(dāng)頻率升到2.0MHZ,增益迅速降到4.0db。此結(jié)果符合要求。
從圖3中還可看出其相位特性,其滯后角度與頻率成正比。
5.3 諧波失真
見圖4所示是輸出電壓的二次諧波失真V(2F)相對基波V(F)的關(guān)系曲線;當(dāng)輸入正弦電壓的條件下,此曲線近似是拋物線。P-P為峰峰值。從圖中可以看出在全程輸出(3.4KV)范圍內(nèi),諧波失真小于0.04%,測試結(jié)果其他各項(xiàng)指標(biāo)也符合要求。
5.4 輸出電容
5.5 三角波品質(zhì)指標(biāo)
5.6 溫度穩(wěn)定性及噪音指標(biāo)
6.結(jié)論
本文介紹的高壓高頻放大器能向電容負(fù)載以單端形式輸出峰峰值為3.4千伏的三角波電壓,充放電電流為8.0MA;并具有良好的大、小信號(hào)的響應(yīng)狀態(tài)。在大信號(hào)是諧波失真包含基波和二次諧波兩部分,在全程范圍內(nèi)小于0.04%,三角波的線性失真度為±0.01%(試驗(yàn)頻率為1.0KHZ),在高頻工作條件下,相位失真是主要的。當(dāng)負(fù)載電容為50pf,頻率升到7.0KHZ時(shí),線性度降到±0.3%。
高頻高壓線性放大器常應(yīng)用在物理領(lǐng)域中,如壓電傳感器、光電調(diào)制器、液晶顯示器等。本文介紹的電路系用在CO2 線性調(diào)頻脈沖激光器中。為了達(dá)到要求的頻率范圍,晶體端電壓必須達(dá)到7KV,頻率在500HZ—7KHZ, 非線性誤差小于0.1%,直流48V供電時(shí)功耗不大于60W。
此電路的關(guān)鍵指標(biāo)是三角波的保真度。此電路的負(fù)載具有明顯的容性,晶體附加連接線的總電容約為50pf,它要求在正負(fù)半周內(nèi)能送出或吸收數(shù)MA的恒定電流,此外還要求型號(hào)頻帶寬度位數(shù)MHZ。如此具有高綜合指標(biāo)的電路以往還很少見。
(2)設(shè)計(jì)要點(diǎn)
眾所周知,電容的端電壓與流過它的電流由下式?jīng)Q定:
I = CLdv/dt
當(dāng)前要求用驅(qū)動(dòng)電路供給“推、拉”電流,驅(qū)動(dòng)負(fù)載,如果在低壓工作條件下,可以使用B類拓?fù)潆娐穼?shí)現(xiàn),而且功耗小、電路簡單;但此處要求工作在數(shù)千伏的高壓下,是行不通的,因?yàn)殡妷旱偷尿?qū)動(dòng)級(jí)和高壓輸出級(jí)間必須有很高的直流絕緣。固然,采用光電隔離是可行的,然而其非線性會(huì)引起工作不穩(wěn)定,特別是不能開環(huán)工作,必須加閉環(huán)反饋。
采用級(jí)聯(lián)輸出方式的A類推挽放大器則不會(huì)有上述問題。但存在的缺點(diǎn)是必須提供較大的靜態(tài)電流,從而導(dǎo)致功耗增大。實(shí)際上,在用三角波電壓驅(qū)動(dòng)電容負(fù)載的條件下,采用B類和A類推挽電路作輸出各有長短;B類推挽功耗及靜態(tài)電流小,但線性度差,而A類推挽電路恰好相反,同時(shí)要求由較高的直流電源供電。綜合考慮極間耦合的易行性和功耗的適度性兩個(gè)因素,取其折中方案即如圖1所示采用恒流源代替具有充電負(fù)載的A類拓?fù)潆娐。該電路在最大轉(zhuǎn)換功率時(shí)的功耗僅為B類推挽電路的兩倍。
在此電路中,晶體電容為CX,連接電纜電容為20—30PF, 用兩個(gè)3.5KV的高壓電源以反相橋方式向放大器供電,可在70μs 的時(shí)間內(nèi)提供7KV的電壓偏移量。即獲得
dv/dt=100V/μs,
I0=(CX+C0/2)dv/dt=4MA
這樣每個(gè)放大器的功耗是14W,兩個(gè)便是28W。此值比預(yù)設(shè)的60W小,甚至在DC/DC轉(zhuǎn)換效率為50%時(shí)仍然能滿足要求。對于無源設(shè)備,其輸出電容大體上可以認(rèn)為與最大電流變化率呈線性關(guān)系。但此線路的AC功能不理想,故須另辟新徑,找出更好的解決方法。
圖二所提供的正是一個(gè)較理想的線路。它的輸出級(jí)采用多級(jí)MOSFET串聯(lián),它們具有相近的電氣性能參數(shù)特別是耐壓值盡量一致。以往的資料介紹過使用SIPMOS,BSS125或BSS135等N溝道MOSFET或耗盡型MOS是比較理想的。實(shí)驗(yàn)表明該電路寄生電容小,允許使用高阻值的偏移電阻,而且功耗和電源成本都比較小。
(3)放大電路
3.1 多級(jí)MOSFET串接
該恒流源由12只MOSFET, Q13—Q24和連接它們的偏移電阻組成。Q13是耗盡型MOSFET,R3和R4是預(yù)偏置電阻,用來調(diào)節(jié)各級(jí)的偏移電壓;Q14—Q24 是提升電壓部分,做自動(dòng)跟蹤調(diào)節(jié)電壓用,以保證各級(jí)漏源間及漏柵間電壓小于300伏,在這樣的條件下,每個(gè)單元的功耗均小于1W;同樣“吸電流”電路部分由Q1—Q12組成,他是被運(yùn)算放大器輸出端電壓直接控制的。
3.2 反饋網(wǎng)絡(luò)
輸出電壓的恒定分量是通過分壓器R1,CI,R2,C2取得的,并加到高頻模擬運(yùn)放芯片IC1 AD 840的反相端上,這4個(gè)元件的調(diào)整對于獲得最佳放大功能至為重要。R1,CI 必須能經(jīng)受輸出的全部電壓,元件本身參數(shù)的變化都會(huì)影響輸出電壓的線性度,同時(shí)也會(huì)導(dǎo)致諧波失真加大,電阻R1, 10MΩ必須選用WELWYN T43系列產(chǎn)品,其電阻電壓系數(shù)低,僅為10-6Ω/V,C1與R1并聯(lián)在于減少R1分布電容的影響。此外,電路中的負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)只靠C2無法取得良好的補(bǔ)償。C4是射頻微波電容,5μf,耐壓2.5KV其介質(zhì)損耗小,電壓系數(shù)也小,比較理想。未了取得較高的熱穩(wěn)定性,R2,C2均須使用優(yōu)質(zhì)器件。這樣配置可得到比較理想的頻率補(bǔ)償,使設(shè)備的各項(xiàng)指標(biāo)滿足要求,最終達(dá)到預(yù)期效果。
經(jīng)測定,此系統(tǒng)的閉環(huán)增益為350.
3.3 穩(wěn)定性及補(bǔ)償
系統(tǒng)對小信號(hào)的響應(yīng)取決于運(yùn)放與串級(jí)MOSFET輸出級(jí)(包括負(fù)載)的傳遞函數(shù)乘積。如調(diào)節(jié)不當(dāng),系統(tǒng)一旦閉環(huán)就有可能出現(xiàn)震蕩,為防止這種情況出現(xiàn),應(yīng)當(dāng)通過調(diào)整局部反饋電容C3的大小擴(kuò)展放大器的頻帶,并用C4提升頻帶的高端頻率,使帶寬至少超過1MHZ。
3.4 調(diào)整電流
預(yù)置電阻R3及R4是控制來自級(jí)聯(lián)MOSFET放大器上半部的源電流,即“推電流”,用R3 調(diào)Q13的偏壓調(diào)整最大充電電流的幅度;電阻R4 決定“吸電流”的大。ㄔ撾娏饔韶(fù)載流如放大器,在輸出端與推電流方向相反)。注意,在負(fù)載放電的半周期中Q13 關(guān)斷,可以看出此時(shí)的串級(jí)式MOSFET的工作狀態(tài)就和B類推挽放大器類似了,從而減低了設(shè)備的功耗,提高了電源的效率。實(shí)驗(yàn)中還發(fā)現(xiàn)如R4太大,則系統(tǒng)的線性度和穩(wěn)定性受損;由于
MOS閾值電壓具有負(fù)溫度特性,故Q13 對于溫度變化也是比較敏感,這樣也就對穩(wěn)定性產(chǎn)生一些影響。第三,R5 相對于分壓器的其他電阻應(yīng)當(dāng)小一些,這樣可以降低Q13 的平均功耗,從而使溫度穩(wěn)定度得到提高。
3.5 影響輸出電壓變動(dòng)的因素
串級(jí)MOSFET輸出級(jí)的上下臂中的每個(gè)管子的飽和電壓在50伏左右,它相對于最大的輸出電壓來說影響不大;
可控的最大負(fù)載電流在一定程度上取決于瞬間輸出電壓,甚至在負(fù)載為純?nèi)菪詴r(shí),流過偏流電阻的電流實(shí)際上也被串級(jí)MOSFET分流。當(dāng)輸出端相對輸出中點(diǎn)電壓最大時(shí),此分流電流之值約為 1.5MA,但這對于較大正弦信號(hào)的響應(yīng)特性幾乎沒有影響;如果負(fù)載中含有電阻成分,則最大充電電流值將會(huì)小一些。
運(yùn)算放大器輸入端的偏移電壓的大小會(huì)影響輸出端中點(diǎn)的靜態(tài)電流值,建議IC2使用芯片2951可調(diào)電壓穩(wěn)壓器,而且它和信號(hào)源耦合是交流的。實(shí)驗(yàn)表明此電路能保證輸出電壓的線性范圍最大化;同時(shí)保證無論設(shè)備工作在靜態(tài)或是動(dòng)態(tài)時(shí)各級(jí)MOS的功耗均衡。
4、.測試方法:
從略。
5..結(jié)論與探討
5.1 初步調(diào)試
在給定負(fù)載下為獲取最佳充電電流即最大設(shè)備效率,先將R3和R4調(diào)到適當(dāng)值。為此
①將高端(HT)電壓先調(diào)到1000伏,以減小調(diào)整過程中的難度,同時(shí)也減小調(diào)整過程中的功耗;
②調(diào)輸入直流偏壓,將輸出靜態(tài)電壓為電源電壓1/2;
③R4暫調(diào)成零,R3調(diào)到最大值,輸出電流約為10MA;再調(diào)R4將工作電流減到6MA左右;
④升高電源電壓到額定,重調(diào)輸入偏壓。
⑤調(diào)反饋元件R2和C2以獲得最佳頻率響應(yīng)和閉環(huán)增益;
以上最佳狀態(tài)只是在方波小信號(hào)的情況下調(diào)得的,最后還要在大信號(hào)下細(xì)致調(diào)整。
如負(fù)載電容地域20PF,調(diào)整過程會(huì)更難一些。但無論如何,通過調(diào)整C3、C4可以在穩(wěn)定性和帶寬是能夠找到一個(gè)較好的折中方案。
5.2 小信號(hào)性能
圖三是小信號(hào)電壓增益和相位滯后對頻率的依存關(guān)系,輸入信號(hào)峰峰值為10MV,單端輸出電路的總電容為50pf,全程增益變化僅為±0.5db,頻寬1.0MHZ頻帶中點(diǎn)的增益量是50.8db,當(dāng)頻率升到2.0MHZ,增益迅速降到4.0db。此結(jié)果符合要求。
從圖3中還可看出其相位特性,其滯后角度與頻率成正比。
5.3 諧波失真
見圖4所示是輸出電壓的二次諧波失真V(2F)相對基波V(F)的關(guān)系曲線;當(dāng)輸入正弦電壓的條件下,此曲線近似是拋物線。P-P為峰峰值。從圖中可以看出在全程輸出(3.4KV)范圍內(nèi),諧波失真小于0.04%,測試結(jié)果其他各項(xiàng)指標(biāo)也符合要求。
5.4 輸出電容
5.5 三角波品質(zhì)指標(biāo)
5.6 溫度穩(wěn)定性及噪音指標(biāo)
6.結(jié)論
本文介紹的高壓高頻放大器能向電容負(fù)載以單端形式輸出峰峰值為3.4千伏的三角波電壓,充放電電流為8.0MA;并具有良好的大、小信號(hào)的響應(yīng)狀態(tài)。在大信號(hào)是諧波失真包含基波和二次諧波兩部分,在全程范圍內(nèi)小于0.04%,三角波的線性失真度為±0.01%(試驗(yàn)頻率為1.0KHZ),在高頻工作條件下,相位失真是主要的。當(dāng)負(fù)載電容為50pf,頻率升到7.0KHZ時(shí),線性度降到±0.3%。
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